|
Dat u niet per se een microcontroller moet inhuren bewijzen wij in dit artikel, waarin ordinaire onderdelen zoals dioden en oude poorten een hoofdrol spelen in het oplossen van dagelijkse digitale problemen. |
Adressen selecteren met dioden en inverters
Als u perifere schakelingen bouwt kunt u niet zonder schakelingen die adressen kunnen selecteren. Iedere perifere schakeling wordt immers door de processor aangesproken doordat er een bepaald I/O-adres op de adresbus wordt gezet. De perifere schakeling moet dit adres herkennen en de door de processor vereiste actie ondernemen. Dioden kunnen hierbij een belangrijke rol spelen, zoals blijkt uit het voorbeeld van onderstaande figuur. In dit geval wordt het adres 'H-H-H-H-H-L-L-L', dat op de eerste acht adreslijnen staat, gedecodeerd. De adreslijnen die 'H' zijn bij het te decoderen adres worden simpelweg met dioden verbonden met de uitgang. Deze uitgang wordt door middel van een weerstand R1 met de +5 V verbonden. De adreslijnen die 'L' zijn bij het te decoderen adres worden via open-collector inverters verbonden met de uitgang.
De werking van de schakeling is als volgt.
Als er een ander adres op de adresbus staat, zal ofwel een van de dioden gaan geleiden, ofwel een van de inverters een lage uitgang hebben. Het gevolg is dat de onderste aansluiting van de weerstand naar de massa wordt getrokken en de decodeerschakeling een 'L' levert. Alleen als het te decoderen adres op de databus verschijnt zullen alle dioden sperren en alle inverters een 'H' leveren. Er vloeit nu geen stroom door de weerstand en de uitgang van de schakeling levert een 'H'. Dit signaal kan gebruikt worden om de perifere schakeling te activeren.
Behalve met het decoderen van het juiste I/O-adres moet de adresdecoder ook rekening houden met het logische signaal op sommige processorlijnen. In dit geval betekent dit dat de adresdecoder alleen een 'H' op de uitgang mag leveren als het signaal op de RDniet en IORQniet lijnen 'L' is. De processor vraagt dan een INPUT/OUTPUT REQUEST aan, zodat gecommuniceerd wordt met een perifere schakeling en een I/O-adres op de adresbus wordt gezet. Bovendien betekent de 'L' op de RDniet lijn dat de processor de gegevens, die de perifere schakeling op de databus zet, zal lezen. Ook dat is gemakkelijk! Het volstaat immers beide signalen door middel van inverters met de gemeenschappelijke uitgang te verbinden.
 |
| Het selecteren van een acht bit adres door middel van dioden en inverters. (© 2018 Jos Verstraten) |
Eenvoudige 8 bit brede resistieve DAC
Bij het ontwerpen van perifere schakelingen die gegevens uit een computer verder verwerken, hebt u vaak behoefte aan een eenvoudige 8 bit brede digitaal naar analoog omzetter. Hoewel daar tegenwoordig ontelbare vrij goedkope IC's voor op de markt zijn, kunt u als rechtgeaarde doe-het-zelver ook zélf een dergelijke schakeling in elkaar knutselen. Het schema van de zelfbouw-DAC is getekend in onderstaande figuur.
De acht uitgangen van de data-bus van de computer gaan naar buffers. In het schema zijn hiervoor twee IC's van het type CD4050BE gebruikt. Deze schakeling is speciaal voor dit soort buffertoepassingen ontworpen. De voornaamste eigenschap van de CD4050BE is dat de uitgangsimpedanties van de individuele buffers tamelijk nauwkeurig aan elkaar gelijk zijn. Bovendien is de uitgangsimpedantie onafhankelijk van het logische niveau op de uitgang.
De uitgangen van de buffers gaan naar een netwerk, bestaande uit acht zogenoemde 'gewogen weerstanden'. De eigenschap van dit netwerk is dat de weerstanden zich onderling verhouden als 1 tot 2 tot 4 tot 8 etc. De basiswaarde is in dit geval 30 kΩ en deze weerstand wordt uiteraard aangesloten op het meest belangrijke bit D7 van de data-bus. De laatste weerstand heeft een waarde van 3,84 MΩ en deze weerstand gaat naar de buffer die op het LSB D0 is aangesloten. De weerstandswaarden moeten uit 1 % weerstanden worden samengesteld door parallel- of serieschakeling.
De werking van de schakeling is als volgt.
Als de data-bus 'L-L-L-L-L-L-L-L' levert zullen alle uitgangen van de buffers op 'L' staan. Er vloeit dan geen stroom door de weerstanden en de spanning op hun gemeenschappelijk knooppunt is 0 V. Stel nu dat op de data-bus de code 'H-L-L-L-L-L-L-L' verschijnt. Data-lijn D0 gaat dan naar 'H', met als gevolg dat ook de uitgang van de op die lijn aangesloten buffer 'H' wordt. Er gaat nu een kleine stroom door de weerstand R1 vloeien, zodat op de gemeenschappelijke lijn een kleine spanning wordt opgebouwd. Als de code op de data-bus naar 'L-H-L-L-L-L-L-L' gaat zal D1 'H' worden. Er vloeit nu stroom door de weerstand R2, maar omdat deze weerstand gelijk is aan de helft van R1 zal de stroom verdubbelen. De gemeenschappelijke lijn komt nu op twee maal de vorige spanning te staan.
Op deze manier en dank zij de speciale verhouding tussen de weerstanden zal de spanning op de gemeenschappelijke lijn evenredig zijn aan het 'gewicht' van de digitale code op de data-bus. Voor iedere ophoging van de code met de binaire eenheid (één LSB) neemt de spanning op de gemeenschappelijke uitgang met een bepaald, constant bedrag toe.
Deze spanning wordt gebufferd door de operationele versterker IC1. Met behulp van de instelpotentiometer R10 kunt u de schakeling ijken, bijvoorbeeld op een maximale uitgangsspanning van 2,55 V.
 |
| Eenvoudige 8 bit brede resistieve DAC. (© 2018 Jos Verstraten) |
Besturen van een motor uit een data-bus
De combinatie computer en modelbouw vormt een onuitputtelijke bron van vermaak en lering. U kunt allerlei motorgestuurde modellen vrij eenvoudige met de computer besturen. Een van de eerste opgaven bestaat er uit een schakeling te verzinnen, waarmee u een kleine elektromotor uit de data-bus van een computer kunt sturen. Dat kan natuurlijk proportioneel, dus met instelbare snelheid, door gebruik te maken van een DAC. Als u echter alleen de optie LINKS-STOP-RECHTS nodig hebt, kunt u de schakeling van onderstaande figuur toepassen.
De motor wordt uiteraard gevoed uit een eigen voeding. Tussen de plus van deze voeding en de massa is een brug opgebouwd, samengesteld uit vier transistoren. De motor is geschakeld tussen de twee knooppunten van de brug. De twee takken van de brug vormen kleine complementaire versterkertjes, die de motoraansluitingen ofwel met de massa, ofwel met de voeding doorverbinden.
De twee takken worden via optische koppelaars gestuurd uit de twee data-lijnen D0 en D1. Als beide data's 'L' zijn zullen de optische transistoren uit de koppelaars sperren. De transistoren T2 en T4 worden dan niet gestuurd, zodat deze sperren. Via de weerstanden R3 en R4 kunnen de transistoren T1 en T3 basisstroom ontvangen, zodat deze halfgeleiders geleiden. Beide aansluitingen van de motor worden dus verbonden met de positieve voeding, zodat er geen spanningsverschil over de motor staat en er geen stroom doorheen vloeit.
Als D0 'H' wordt zal de optische transistor uit IC1 gaan geleiden. Het gevolg is dat de onderste aansluiting van R3 naar de massa wordt getrokken. T1 verliest zijn basissturing en gaat sperren. Transistor T2 kan nu echter basissturing ontvangen, want zijn basis wordt naar de massa getrokken. Het gevolg is dat deze transistor in verzadiging wordt gestuurd en de linker aansluiting van de motor naar de massa trekt. De rechter aansluiting staat echter nog steeds via de geleidende T3 op de positieve voeding. Er vloeit dus stroom van rechts naar links door de motor en deze gaat draaien.
Als D0 weer 'L' wordt en D1 'H' wordt gestuurd, draaien de rollen om. Transistor T4 wordt nu in verzadiging gestuurd, zodat de rechter aansluiting van de motor naar de massa wordt getrokken en de stroom van links naar rechts door de motor loopt.
De situatie D0 = D1 = 'H' zorgt ervoor dat de transistoren T2 en T4 geleiden, waardoor beide aansluitingen van de motor naar de massa worden getrokken en het apparaat weer tot stilstand komt.
 |
| Besturen van een motor uit een data-bus. (© 2018 Jos Verstraten) |
Operationele versterker als digitale pulsgever
Pulsgevers worden in de digitale elektronica vaak gebruikt. In de meeste gevallen gebruikt u daarvoor een poort met Schmitt-trigger werking, zoals de 7413. U kunt echter ook een operationele versterker gebruiken, in de veronderstelling althans dat de noodzakelijke frequentie niet hoger is dan enige tientallen kHz. Het schema is getekend in onderstaande figuur.
De op-amp van het type CA3140 wordt gevoed tussen de massa en de +5 V. Een 741 is niet bruikbaar, want dit IC kan zijn uitgang niet tot onder +0,4 V sturen. En dat is wél noodzakelijk in TTL-elektronica!
De niet-inverterende ingang wordt door middel van de spanningsdeler R1/R2 ingesteld op een positieve spanning. Bij het inschakelen van de voedingsspanning is de condensator C1 ontladen. De spanning op de inverterende ingang is dus lager dan deze op de niet-inverterende ingang, de uitgang van de schakeling is 'H'. De condensator gaat nu via de terugkoppelweerstand R3 opladen uit deze spanning.
Op een bepaald moment t1 wordt de spanning op de inverterende ingang gelijk aan de spanning op de niet-inverterende ingang. De schakeling klapt om en de uitgang gaat naar 'L'. De diode D1 gaat geleiden en sluit de inverterende ingang kort naar de uitgang.
Het gevolg is dat de spanning op deze ingang terug valt op ongeveer +0,7 V. De spanning op de inverterende ingang is nu zeker hoger dan deze op de niet-inverterende ingang en de uitgang blijft 'L'. De condensator C1 gaat nu via R3 ontladen. Op moment t2 wordt de spanning op de inverterende ingang lager dan deze op de niet-inverterende ingang. De schakeling klapt naar de beginstand, dus uitgang 'H'. De diode D1 gaat sperren en de niet-inverterende ingang wordt weer ingesteld op een positieve spanning. De condensator kan weer gaan laden.
De frequentie van de schakeling wordt bepaald door de onderdelen C1 en R3.
 |
| Operationele versterker als digitale pulsgever. (© 2018 Jos Verstraten) |
Verbeterde oscillator met een oude SN7413
De aloude SN7413 TTL-poort was een ideale schakeling voor het samenstellen van blokgolfoscillatoren. De vier ingangen worden parallel geschakeld. Een condensator van deze ingangen naar de massa en een weerstand naar de uitgang en klaar is Kees! Het nadeel is echter dat die weerstand bij deze allereerste versie van de TTL-familie (dus de officiële SN7413) niet groter mag zijn dan 330 Ω. Lage frequenties vereisen dus een zeer grote condensator.
De modernere versies van de 7413, zoals de 74L13, hebben dit nadeel niet. Als u echter een grote voorraad van deze oude IC's hebt kunt u met het schemaatje van onderstaande figuur dit probleem op een eenvoudige manier oplossen.
Tussen de uitgang van de SN7413 en zijn ingangen is nu een emittervolger opgenomen. Deze heeft een emitterweerstand van 330 Ω. De ingangen van de poort gaan naar deze weerstand, zodat in ieder geval aan de voorwaarde van maximale ingangsweerstand voor standaard-TTL voldaan wordt. Het frequentiebepalend netwerkje gaat naar de basis van de emittervolger. Het is nu zonder meer mogelijk de weerstand te verhogen tot meer dan 1 MΩ, waardoor de condensator een kleine waarde kan hebben.
Op deze manier kunt u de schakeling frequenties in het Hz-bereik laten genereren met relatief lage condensatorwaarden.
 | ||
| Verbeterde oscillator met een oude SN7413. (© 2018 Jos Verstraten) |
Code instellen met diode-matrix
In digitale schakelingen hebt u vaak bepaalde code-combinaties nodig. Een voorbeeld. In een schakeling zitten vier poorten, die gestuurd worden door de signalen D0, D1, D2 en D3. Deze poorten koppelen bepaalde signalen door naar blokken van de schakeling. Onder de ene voorwaarde moet een bepaalde poortcombinatie geopend worden. Onder een andere voorwaarde moet een heel andere poortcombinatie actief worden. Het genereren van de stuursignalen D is een vrij ingewikkelde klus, waarvoor een heleboel poorten ingezet moeten worden.
Een moderne professionele ontwerper zou natuurlijk onmiddellijk denken aan het inschakelen van een eenvoudig PAL'letje. Maar het kan veel eenvoudiger! In onderstaande figuur is een diode-matrix getekend. Deze bestaat uit een aantal horizontale lijnen (de voorwaarden) en een aantal verticale lijnen (de gevolgen).
In het voorbeeld worden de voorwaarden symbolisch gestuurd met drukschakelaars. In de praktijk kunt u daarvoor uiteraard transistoren of poorten gebruiken. De verticale lijnen zijn via weerstanden verbonden met de +5 V voeding. Voor iedere voorwaarde kunt u nu gevolgen instellen door op de snijpunten van de ene voorwaarde-lijn en alle gevolgen-lijnen dioden op te nemen.
Als alle schakelaars open staan, staan alle gevolgen-lijnen op 'H'. Drukt u de schakelaar S1 in, dan zal de diode D1 gaan geleiden en wordt de gevolgen-lijn D0 naar 'L' getrokken. De overige gevolgen-lijnen blijven op 'H' staan. De schakeling wekt dan de code D0 = 'L', D1 = 'H', D2 = 'H' en D3 = 'H' op.
Drukt u echter de schakelaar S2 in, dan gaan de dioden D2, D3, D4 en D5 geleiden en worden alle gevolgen-lijnen naar 'L' getrokken.
Op deze heel erg eenvoudige manier kunt u dus vaste code-combinaties genereren. Let er echter wel op dat de 'L' bij dit systeem ongeveer gelijk is aan +0,7 V, de geleidingsspanning van Si-dioden. Dit is te hoog om zonder meer door TTL-IC's verwerkt te kunnen worden. CMOS-IC's, echter, zullen dit niveau zonder enig probleem als 'L' accepteren. U kunt bij TTL gebruik maken van Schottky dioden die een geleidingsspanning van slechts 200 tot 300 mV hebben.
 |
| Een code instellen met een diode-matrix. (© 2018 Jos Verstraten) |
Poort-schakelingen met dioden
Bij het ontwerpen van digitale schakelingen hebt u vaak behoefte aan eenvoudige poortfuncties. Een voorbeeld is bijvoorbeeld een alarmschakeling, waar het alarm af moet gaan als aan een aantal voorwaarden wordt voldaan. U kunt deze poortfuncties natuurlijk realiseren met standaard IC's uit de 74- of 40-families. Minder bekend is echter dat dit in een aantal gevallen net zo goed gaat met dioden. In onderstaande figuur is als voorbeeld een NOR-poort getekend met vier ingangen.
De vier dioden D1, D2, D3 en D4 gaan via de weerstand R1 naar de basis van de transistor T1. De anoden moeten verbonden worden met digitale signalen, bijvoorbeeld de uitgangen van TTL- of CMOS-poorten. Als alle signalen 'L' zijn, zullen de dioden sperren. Ook de transistor staat in sper en de uitgang van de schakeling is 'H'.
Als minstens één van de ingangssignalen 'H' wordt, gaat de bijbehorende diode geleiden. De transistor wordt in verzadiging gestuurd en de uitgang gaat naar 'L'.
De vier dioden zorgen voor een ideale scheiding tussen de vier ingangssignalen. Tussen twee ingangen staan immers twee dioden in anti-serie geschakeld en er kan dus nooit een stroom vloeien van de ene naar de andere ingang.
Het voordeel van dit systeem is dat u vaak in een hoekje van een print veel eenvoudiger enige dioden, een transistor en twee weerstanden kunt onderbrengen dat een IC met zijn starre penstructuur.
 |
| Een NOR-poort met vier dioden en vier ingangen. (© 2018 Jos Verstraten) |
Dioden gebruiken als teller-reset
Tien- of zestientellers zijn eenvoudige schakelingen, die u kunt toepassen in allerlei telschakelingen. Maar vaak moet u zo'n teller resetten alvorens de volledige telcyclus doorlopen is. Als u bijvoorbeeld een tienteller zoals de 7490 gebruikt in een digitale chronometer, dan zult u er voor moeten zorgen dat de teller die de dagen telt niet tot tien telt, maar tot zeven. Officieel worden daarvoor mooie poortschakelingen voorgeschreven, maar deze hebben als nadeel dat het vaak zeer moeilijk wordt de schakeling om te zetten in een printontwerp.
Hier kunnen simpele Si-dioden een eenvoudig en handig alternatief bieden! Als voorbeeld wordt in onderstaande figuur de reeds aangehaalde zeventeller beschreven.
De A-, B- en C-uitgangen van de tienteller worden via de dioden D1, D2 en D3 verbonden met de twee reset-ingangen van de 7490. Deze ingang gaat bovendien via de weerstand R1 naar de voeding.
Als de teller op nul staat, zijn de drie genoemde uitgangen 'L'. De drie dioden gaan geleiden en de onderste aansluiting van de weerstand wordt via de geleidende dioden naar 'L' getrokken. De reset is dus 'L' en de teller kan tellen. In de tellerstanden 1 tot en met 6 zal steeds minstens één van de uitgangen A, B en C 'L' zijn. Het gevolg is dat minstens één van de dioden blijft geleiden en de reset's dus op 'L' worden gehouden.
Bij de achtste ingangspuls springt de teller naar de zevende tellerstand. Op dat moment worden de uitgangen A, B en C alle drie 'H'. De drie dioden gaan nu sperren, met als gevolg dat er geen stroom door de weerstand R1 kan afvloeien naar de massa. De onderste aansluiting van de weerstand wordt verbonden met de voedingsspanning, de reset's gaan naar 'H' en de 7490 reset. Alle uitgangen worden 'L', een volgende telcyclus kan starten.
Op deze manier kunt u dus een tienteller ombouwen tot een zeventeller. Op dezelfde eenvoudige manier is het mogelijk twee tientellers om te vormen tot 12-, 24- of 60-tellers. Met enig gepuzzel is het mogelijk vrijwel iedere tellerstand te bevorderen tot reset. U moet steeds een combinatie van uitgangssignalen zoeken, waar in de gewenste tellerstand een unieke toestand van uitsluitend 'H'-en voorkomt. Deze uitgangen verbindt u via dioden met de gemeenschappelijke reset-lijn van de tellers en via een weerstand met de voedingsspanning.
 |
| Dioden gebruiken als teller-reset. (© 2018 Jos Verstraten) |
Type-D flip-flop als monostabiele multivibrator
Een typisch maar handig voorbeeld van het oneigenlijk gebruik van een schakeling is getekend in onderstaande figuur. In deze schakeling wordt een type-D flip-flop, de CD4013, gebruikt als monostabiele multivibrator. Een schakeling dus, die één puls met een welbepaalde breedte genereert als er een triggerpuls op de ingang wordt ontvangen.
In de ruststand is de Q-uitgang van de flip-flop 'L'. Dat kan niet anders, want deze uitgang is via de weerstand R teruggekoppeld naar de reset. Zou de Q bij het inschakelen van de voeding 'H' worden, dan zou dit signaal via de weerstand R1 op de reset komen en de schakeling zou automatisch resetten.
Het gevolg is dat de Q-niet uitgang 'H' is. Deze uitgang is rechtstreeks doorgekoppeld naar de D-ingang.
De werking van een type-D flip-flop kan als volgt worden samengevat. De Q-uitgang neemt het signaal van de D-ingang over, op het moment dat er aan de Clock-ingang een positieve puls wordt aangelegd. Als u dus op deze klok een smalle positieve puls aanlegt zal de Q-uitgang onmiddellijk 'H' worden. Er gaat nu stroom door de weerstand R1 vloeien, waardoor de condensator C1 wordt opgeladen. Na een bepaalde tijd is de spanning over de condensator en dus op de reset gestegen tot 'H'. De flip-flop reset, waardoor de Q-uitgang weer naar 'L' gaat.
Conclusie: een positieve flank op de Clock wekt een eenmalige positieve puls op de Q op. Het typisch gedrag van een monostabiele multivibrator! De breedte van de uitgangspuls is uiteraard afhankelijk van de snelheid waarmee de condensator oplaadt tot 'H'. Het zal duidelijk zijn dat deze tijd afhankelijk is van de waarde van de onderdelen C1 en R1. Hoe groter deze componenten zijn, hoe breder de uitgangspuls.
De Si-diode D1 kan worden toegevoegd om de reactietijd van de schakeling te verbeteren. Deze diode zorgt ervoor dat de condensator onmiddellijk wordt ontladen als de Q weer naar 'L' gaat. De schakeling is dan zeer snel in staat om weer op een nieuwe positieve flank op de CL te reageren.
 |
| Type-D flip-flop als monostabiele multivibrator. (© 2018 Jos Verstraten) |
NAND-poorten als flip-flop
Poorten kunnen voor andere zaken ingeschakeld worden dan typische poort-functies. Zo kunt u twee NAND-poorten bevorderen tot een set-reset flip-flop. Handig als u zo'n schakeling nodig hebt en in een viervoudige NAND nog twee niet gebruikte poorten zitten! Het schema is getekend in onderstaande figuur.
Twee ingangen van de poorten zijn kruiselings gekoppeld met de uitgangen. De twee vrije ingangen vormen de set en de reset van de flip-flop. In rust staan deze ingangen op 'H'. De toestand op de uitgangen wordt dan door toevallige omstandigheden bepaald, maar is wél stabiel.
Stel dat de uitgang van de bovenste flip-flop 'H' is. De onderste poort wordt dan gestuurd door twee 'H'-en en de uitgang is 'L'. Deze uitgang wordt teruggekoppeld naar de bovenste poort, de uitgang van deze poort kan dus inderdaad niets anders dan 'H' zijn, zoals vooropgesteld. De beschreven toestand is stabiel, omdat beide poorten elkaars uitgangen in stand houden.
Het zou evenwel ook mogelijk zijn dat bij het inschakelen van de voeding de bovenste poort naar 'L' schakelt en de onderste naar 'H'!
Stel nu dat u op de vrije ingang van de onderste poort een smalle 'L' aanlegt. Het gevolg is dat de uitgang van deze poort naar 'H' schakelt. Deze 'H' wordt doorgekoppeld naar de bovenste poort, die dan twee hoge ingangen krijgt. De uitgang gaat naar 'L'. Dit signaal wordt teruggekoppeld naar de onderste poort. Deze terugkoppeling heeft tot gevolg dat de uitgang van de onderste poort 'H' blijft, zelfs als de smalle ingangspuls weg valt.
Door dus een smalle 'L'-puls op een van de vrije ingangen te zetten, schakelt de flip-flop naar de andere stabiele toestand. Dat is het typisch gedrag van een set-reset flip-flop!
 |
| Een NAND-poorten als flip-flop. (© 2018 Jos Verstraten) |
Uitgangsbuffer voor TTL en CMOS
TTL- en CMOS-schakelingen zijn niet bepaald helden wat betreft uitgangsbelasting. De uitgangen van deze IC's zijn nogal gevoelig voor capacitieve belastingen. Zelfs een zeer geringe capacitieve belasting kan de stijg- en daaltijden van de pulsen al behoorlijk aantasten. Als u de uitgang van een dergelijke schakeling wilt gebruiken als universele pulsgenerator om andere schakelingen te testen, dan doet u er verstandig aan een digitaal buffertrapje tussen te schakelen.
De schakeling van een dergelijke buffer is getekend in onderstaande figuur.
U kunt de ingang aansluiten op de uitgang van gelijk welk TTL-IC. De schakeling vormt in feite niets anders dan een elektronische omschakelaar, die de uitgang omschakelt tussen de voeding +Ub of de massa GND.
Als de ingang open is, of verbonden met een 'H'-signaal, dan zal transistor T2 geleiden. Er vloeit dan immers een stroom door de weerstanden R1 en R2 die de genoemde transistor in geleiding stuurt. De uitgang van de schakeling wordt via de diode D2 naar de massa getrokken en is dus 'L'. De bovenste transistor T1 kan niet geleiden omdat de basis op een lagere spanning staat dan de emitter. Daarvoor zorgt de diode D2, die met zijn anode aan de emitter ligt en met zijn kathode aan de basis. De stroom die door de weerstand R3 uit de voeding wordt getrokken vloeit via de geleidende T2 af naar de massa.
Verbindt u de ingang met 'L', dan zal transistor T2 sperren. De stroom die door R3 uit de voeding wordt getrokken kan nu alleen via de basis en de emitter van T1 verder vloeien, zodat deze transistor in geleiding wordt gestuurd. De uitgang wordt nu via deze transistor en de diode D3 met de voeding verbonden en wordt 'H'.
In beide situaties is de impedantie van de uitgang zeer laag. De geleidende paden (D2/T2 in het ene geval, D3/T1 in het andere geval) zijn immers zeer laagohmig. Het is deze eigenschap die verantwoordelijk is voor de uitstekende belastbaarheid van de digitale buffer.
De schakeling heeft nog een andere uitstekende eigenschap: kleine stijg- en daaltijden. Dit wordt veroorzaakt door de aanwezigheid van de condensator C1 en de diode D1. De condensator vormt een kortsluiting voor de snelle voorflank van het ingangssignaal. Daardoor wordt de transistor T2 snel in geleiding gestuurd. De diode D1 zorgt ervoor dat T2 nooit in 'oververzadiging' kan worden gestuurd. Het teveel aan basisstroom vloeit via deze diode en de lage collector/emitter impedantie af naar de massa. Het gevolg is dat de transistor T2 ook snel van geleiding naar sper kan schakelen, omdat de basis niet is oververzadigd met positieve ladingsdragers.
 |
| Een goede uitgangsbuffer voor TTL en CMOS. (© 2018 Jos Verstraten) |
Mega328: LCR, ESR, transistor en diode Tester
